Параллельное включение кристаллов. Этот подход основывается на проведении внутри корпуса предварительного согласования кристалла транзистора с целью по-учения у него больших входного и выходного сопротивлений и последующем парал-(ельном соединении таких кристаллов. Он подобен описанному ранее, за исключением того, что согласование осуществляется дважды: до и после параллельного соединения. 1 го применение позволило получить очень большую суммарную ширину затвора (до 67 мм [81, 213]), что привело к увеличению выходной мощности до 25 Вт на часто-le 6 ГГц.

Двухтактная схема обеспечивает последовательное соединение сопротивлений транзисторов, в противоположность параллельному соединению (предьщущие методы). Действенность такого подхода, распространенного на низких частотах, была подтверж-тена разработкой усилителя в 3-см диапазоне [199].

14.2.4. ПРАКТИЧЕСКИЕ РЕЗУЛЬТАТЫ

Информация, приведенная в табл. 14.2 и 14.3, дает общее представление о характеристиках различных усилителей мощности, разработанных до 1980 г. При этом диапазон мощностей условно разбит на два поддиапазона: до 4 Вт и выше.

Усилители первой группы (см. табл. 14.2) оптимизированы, как лравгао, для получения высоких коэффициентов усиления и максимальной щирокополосности. Как следствие, получена средняя мощность на единицу щирины затвора 0,2 - 0,3 Вт. Из общего числа приведенных усилителей более половины выполнены в виде однокас-кадных усилителей. Это подтверждает тот факт, что создание усилителей требуемой выходной мощности с помощью обоих методов экономически оправдано, а разработка одинаково согласованных пар модулей связана с большими трудностями, чем изготовление отдельных усилителей. Большинство усилителей имеют полосу Д/ < 16 %. Несколько усилителей отличаются исключительной широкополосностью, что объясняется нетрадиционным способом реализации согласования. В одном из них [82, 83] достигнута полоса частот 67 % благодаря использованию согласующих цепей с потерями, которые облегчают согласование и улучшают равномерность коэффициента усиления. Сверхширокополосность другого усилителя [155, 156] обеспечена введением отрицательной обратной связи.

Анализ параметров более мощных усилителей (см. табл. 14.3) показывает, что их создание связано с более сложной задачей согласования транзисторов с большей шириной затвора. Во всех усилителях используются транзисторы, согласованные внутри корпуса, или с параллельным включением кристаллов. Средняя мощность на единицу ширины затвора в данном случае несколько выше (до 0,5 Вт/мм), чем в предыдущем, так как эти каскады оптимизированы по выходной мощности, а не по коэффициенту усиления. Полоса частот почти всех усилителей (за исключением одного) составляет 10 - 15 %. У одного усилителя полоса частот Д/ = 42 %, но при коэффициенте усиления только 3 дБ. Почти в половине усилителей используется внутреннее согласование.

Подытоживая сказанное, можно сделать следующие выводы.

1.При использовании для согласования цепей без потерь Достаточно легко обеспечивается полоса частот до октавы. Для более широкополосных устройств этот метод можно применять, но при этом возрастают сложности согласования. В данном случае более предпочтительным является использование согласующих цепей с потерями и цепей обратной связи

2. Схемы с параллельным соединением кристаллов не ухущнают характеристики усилителей с большой выходной мощностью. Действительно, почти все рекордные результаты, полученные при создании усилителей мощности, бьши достигнуты при параллельном соединении непосредственно кристаллов транзисторов и применении сумма-

торов при реализации всего усилителя. Эффективность использования данного подхода в усилителях с небольшой выходной мощностью не столь очевидна. Обычно существенный разброс параметров транзисторов осложняет использование таких схем, что является серьезным недостатком подобного подхода.

14.3. КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ

Для некоторых применений (например, в аппаратуре, устанавливаемой на спутниках) высокий коэффициент полезного действия является важнейшим требованием к усилителям мощности. Более того, существенное увеличение КПД позволяет транзистору работать при меньшей температуре, что повышает его надежность. Сначала рассмотрим вопросы, связанные с выбором режима работы усилителя (класс А или В), а затем определим влияние характеристик транзистора на КПД. Это позволит сформулировать принципы проектирования усилителей, обладающих высоким КПД.

Для начала предположим, что режим работы транзистора соответствует классу В. Это означает практическое отсутствие тока при малых значениях уровня входных сигналов. Напряжение смещения на затворе близко к напряжению отсечки . В данном случае максимальный размах амплитуды напряжения на затворе будет 2{\UJ.\ +у5д), где у? ~ высота барьера Шотки. Мощность, рассеиваемая во входной цепи, пропорциональна квадрату этой амплитуды:

•4(1С/з,

В случае работы транзистора в режиме класса А типичное значение напряжения на затворе будет (С/з„отс1 5)/2, а максимальный размах напряжения на затворе ItanoTcl в- Таким образом, мощность на входе транзистора, работающего в режиме класса В, примерно на 6 дБ больше, чем в случае использования класса А. Если для двух режимов мощность в нагрузке одинаковая, то коэффициент усиления транзистора, работающего в режиме класса В, будет на 6 дБ меньше коэффициента усиления транзистора в режиме класса А. Некоторые экспериментальные данные, которые подтверждают сделанные выводы, представлены на рис. 14.15. Нижняя кривая соответству-

,,Вт

Рис. 14,15. Зависимости коэффициента усиления от выходной мощности при различных напряжениях на затворе (транзистор типа WE, ширина затвора Змм,/ = 4ГГц, f/c = 14B). Рядом с экспериментальными точками указаны значения КПД

ст режиму работы транзистора, близкому к классу В, что подтверждается резким снижением коэффициента усиления при уменьшении входной мощности. Экспериментальные результаты явно показывают значительное падение коэффициента усиления при переходе работы транзистора в режим класса В. О 5 Отметим, что полученный КПД для данного коэффициент усиления,дв режима близок к теоретически предсказанному. Обьино нецелесообразно выбирать Рис. 14.16. Зависимость КПД от для ПТШ такой режим работы, так как коэф- коэффициента усиления фициент усиления в этом случае меньше, чем

при других режимах, и это уменьшение не компенсируется увеличением КПД. В данном случае возможен компромисс между потерями коэффициента усиления и увеличением КПД. Кроме того, необходимо помнить, что с уменьшением коэффициента усиления КПД уменьшается как т?, = (1 - 1 Су) (рис. 14.16).

Режим работы транзистора влияет и на уровень максимальной мощности на выходе, что можно объяснить уменьшением максимального размаха напряжения на стоке при увеличении напряжения на затворе. Максимальное напряжение между затвором и стоком ограничено пробивным напряжением сип- Исходя из этого можно определить максимальную мощность на выходе в зависимости от режима работы транзистора:

классе: Рвыхтах =стах(1сип1~ 2 t/j.,! ) , (14.4)

КЛасс/1: -Ррыхтах = ecmaxd шп+5 "зиотсО • (14.5)

Отличие на величину стахзиотс/ может быть существенным, что подтверждается экспериментальными данными, представленными на рис. 14.15,

Обратимся теперь к анализу зависимости КПД от параметров транзистора. Типичные вольт-амперные характеристики транзистора показаны на рис. 14.17. При работе транзистора в режиме класса А и обеспечении максимальной выходной мощности рабочая точка перемещается по нагрузочной линии между (синас -с max) (сип 4iin) (М- рис. 14.8) . Режим по постоянному току в данном случае будет следуюпдим:

си=~(сип + сипер); h=-hmmm- (.б)

Пробивное напряжение обычно трудно определить (см. рис. 14.17). Кроме того, часто необходимо обеспечивать режим работы при иных возможных напряжениях на стоке (например, по условиям надежности). Для такого случая КПД определяется следующим образом:

стах ~ min си шпер /i . -,ч

Т7 = - - -- т?,, (14 7)

-"стах -"тш ал уд